一、IGBT的定義
絕緣柵雙極晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor）簡稱IGBT，是近年來高速發展的新型電力半導體場控自關斷功率器件，集功率MOSFET的高速性能與雙極性器件的低電阻于一體，具有輸入阻抗高，電壓控制功耗低，控制電路簡單，耐高壓，承受電流大等特性，其單體或模塊主要應用于UPS、電焊機、電機驅動等大功率場合，以及微波爐、洗衣機、電磁灶、電子整流器、照相機的家用低功率電器。
圖1a、IGBT器件的內部等效電路
圖1b、MOSFET器件的內部等效電路
圖1的a和b分別是IGBT和MOSFET器件的內部等效電路圖。比對兩者，可以看出，IGBT用一個新的內部寄生三極管PNP取代了MOSFET的內部寄生二極管DIODE，但仍保留了MOSFET的柵控制結構。在IGBT的導通過程中，在GATE上施加正偏壓，溝道開啟，MOSFET部分先產生溝道電流I1。由于I1的建立，PNP管的基極電流也隨之建立。當PNP管完全導通后，IGBT的主導通電流I2也建立完成。而關斷過程與導通過程相反，隨著柵電壓降為0或負值，溝道電流首先消失，導通電流隨著PNP管的關斷也逐漸消失。因此，IGBT正是這樣一種集合了MOSFET的柵極控制技術及BJT的低阻、大電流特性的性能優越的新型功率器件。但是，也正是由于引入了BJT的特性，使得IGBT在關斷時出現關斷電流的拖尾現象，大大增加了器件的開關損耗。
二、IGBT的分類
在開關應用中，開關器件的功率損耗主要分為兩類：低頻應用中的導通損耗以及高頻應用中的開關損耗。與MOSFET用RDS(on)來衡量導通損耗不同，IGBT由于引入了BJT結構，使得導通電阻比同型號的MOSFET更低，以實現大電流的特性。所以，業界定于導通飽和電壓VCE(on)來表征IGBT的導通特性。其導通時的功率損耗可以表示為：
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（式1）
而在開關損耗中，特別需要關注的就是IGBT的拖尾電流所造成的損耗。根據所用Si 材料來講，有外延材料和高阻單晶材料兩種。用外延材料生產的IGBT 在高壓擊穿時耗盡層穿通高阻移區而稱為穿通型IGBT（Punch Through）。用高阻單晶片生產的IGBT，由于高阻漂移區較厚，高壓擊穿時不被穿通而稱為非穿通型IGBT（Non-Punch Through）。而近年來，結合這兩種器件的特點，發展出了新型的場截止型IGBT（Field Stop）。圖2給出了三種結構的示意圖，圖3給出了三種結構的性能對比。
圖2、IGBT的三種基本器件結構
圖3、三種基本結構IGBT性能的比較
從中可以看出，FS型結合了PT型和NPT型兩者的優勢：1. 開關損耗：
將FS型通過與PT型一樣采用輻照等少子壽命控制技術進行處理后，可以大幅縮短電流拖尾的時間。相比較而言，不采用輻照工藝的NPT型的電流拖尾時間要長一些，會產生額外的損耗，但是由于其結構特性，使得它拖尾電流的振幅較小，在無法避免電流拖尾的情況下，達到關斷損耗的最小化。但是輻照工藝也有其限制性，輻照后的器件在縮短電流拖尾時間的同時，也加劇了自身的漏電等級，會使VCE(on)增大。所以，FS型的優勢就在于由超薄的厚度提供的超低的VCE(on)為基礎，可以為輻照后的損傷做出最大限度的折中。2. 導通損耗：
圖4、VCE(on)溫度特性曲線
如圖4所示，由于VCE(on)特殊的負溫度系數特性，同等條件下PT型有著明顯較低的導通損耗。而相對于VCE(on)都是正溫度系數特性的NPT型和FS型，同等條件下FS型的VCE(on)要小于NPT型，即FS型較NPT型有著更低的導通損耗。3. 并聯應用：
正是由于PT型特殊的VCE(on)的負溫度系數特性，使得PT型器件很難應用于并聯結構。當兩個同類型的器件并聯且完全導通時，穩定的大電流流過器件引起發熱。正溫度系數特性的NPT型及FS型器件在發熱較多的一個器件上有著更大的VCE(on)，從而使這個器件的導通電阻變大，這樣就對電流起了阻礙作用，起到了自動調節各支路電流均勻性的作用。而PT型的器件則無法做到。如果一定要將PT型的器件并聯使用的話，就必須嚴格篩選，使用有相同VCE(on) 的器件來完成。4. 短路應用：
短路應用是IGBT器件的一大特色，在指定的短路條件下，IGBT器件必須在10μs內不會損壞。在相同條件下，VCE(on)越大，器件能承受的短路時間越長。所以NPT型和FS型更適合于短路應用。此外，由于在NPT型和FS型的結構中不再需要使用外延襯底，所以在成本上有著更大的優勢。除了按照器件結構區分之外，IGBT跟MOSFET一樣，可以根據柵極結構分為平面型（Planar）和溝槽型（Trench）兩種。
圖5、新型IGBT的主要參數對比
鑒于FS型IGBT的巨大優勢，目前根據對高低頻應用的功耗關注點不同，在FS型基礎又發展出了最新的兩種結構：軟穿通型IGBT（Soft-Punch Through）以及溝槽場截止IGBT（Trench-Field Stop）。
圖6、新型IGBT器件的結構對比
從結構來講，SPT型就是Planar-FS型，其特點是：關斷電壓線性上升；低的電壓尖峰；短的電流拖尾時間；在下降區域和拖尾區域間的轉換非常平滑。所有這些特性使得SPT有極其優越的低開關能量損耗。而采用Trench結構的Trench-FS型則進一步的降低了VCE(on)。與相同條件下的NPT型相比，Trench-FS型的VCE(on)要低30%以上，管芯面積也能縮小近3成。所以根據上述的描述及圖5中的數據對比，可以很明顯的看出SPT型擁有最低的開關損耗，主要針對于高頻應用，而Trench-FS型則在導通電壓VCE(on)上有著絕對的優勢，更適用于低頻應用。
三、IGBT的特色性能
圖7、最大額定電流 (APT50GT120B2RDQ2G)
相比較MOSFET而言，IGBT的各項性能定義基本相同，但是仍有部分特性的定義需要特別說明。下面以一些主要供應商的IGBT產品規格書為例進行說明。1. 額定電流IC：
與MOSFET不同，IGBT一般會定義兩個額定電流，如圖7，分別定義為TC = 25℃ 及100℃情況下的最大電流值。這是因為IGBT器件通常應用在高壓大電流的工作環境中，持續的大電流會導致器件發熱，所以高溫下的電流能力對IGBT來說，是一個很重要的參考數據。通常所說的IGBT的額定電流就是指100℃時的電流值。在IGBT的額定電流計算中，功率損耗包括線性區和非線性區兩個部分：
（式2）
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（式3）
圖8、輸出特性曲線
（式4）
（式5）
以APT50GT120B2RDQ2G為例，從圖8中可以得到TJmax = 150℃時：RCE (on) = (7.2–4) / (125-50) = 0.0427ΩVCE (on),(max) - VCE(on),(typ) = 0.5V，則VTOmax = 2.1 + 0.5 = 2.6V當TC = 25℃時則將上述數值代入式3，可以得到：IC = 94A當TC = 100℃時則將上述數值代入式3，可以得到：IC = 50A2. 開關特性：
圖9、開關特性 (SGH15N60RUFD)
與MOSFET用純阻性測試電路測得的開關特性不同，IGBT的開關特性一定要在感性測試電路中得到，并計算出開關期間的能量損耗。感性開關測試電路如圖11，其典型的測試波形如圖10。
圖10、典型的開關特性波形
圖11、感性開關測試電路
測試時，電容CBANK存儲電壓VCC作為電壓源（一般定義為50%VCES），柵極電壓為兩個15V的脈沖波，在第一個脈沖周期中，調節導通電流IC達到要求，然后完成第一個脈沖信號與第二個脈沖信號的切換，在指定的電感LOAD下，測試第一個脈沖關斷時的關斷波形及第二個脈沖導通時的導通波形。由于兩個脈沖周期間隔時間很短且假設電感LOAD的儲能足夠，忽略電路中的能量損耗，則兩個脈沖周期中的導通電流相等。圖10所示的波形中，將整個開關周期分為10個時間段：1）t0時間段：
導通過程的開始。柵極電壓VGE上升到開啟電壓VGE(th)的過程。整個過程中，柵極驅動電流IG對輸入電容Cge和Cgc充電，同時VCE維持在VCC的狀態，IC為零。2）t1時間段：
IC充電LOAD的過程。隨著VGE的繼續上升，器件逐漸開啟，開始有IC流動，當達到IO時，即達到了指定的導通電流。需要特別注意的是，在t1和t2過程中，VCE被拉低，這是由測試電路中的寄生電感LS和電流變化率dIC/dt引起的寄生電壓VLS = LS*dIC/dt引起的。3）t2，t3時間段：
二極管DIODE反向恢復的過程。在t1時間段，DIODE電流開始下降，并產生反向恢復電流，直接增大了IC，同時其反向電壓也拉低了VCE。隨著VCE的降低，Cgc變大并加大對IG的吸收，使得VGE出現了一個尖峰電壓。當t3時間段結束時，DIODE反向恢復過程完成。值得注意的是，快恢復二極管FRD將加劇IC的尖峰值，而一個理想的齊納二極管（Zener Clamp）會得到更為平緩的曲線。4）t4時間段：
相當于MOSFET的米勒平臺時間段。在這一過程中，IC回復到IO，VCE繼續下降，下降速率為：
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（式6）
此時的Cgc已經變的很大， 在對Cgc充電的過程中，VGE維持在VGE,Io。5）t5時間段：
VGE上升到目標柵極電壓VGG的過程。其上升速率為：
（式7）
其中Cgc,miller就是在低VCE狀態下Cgc電容值。整個過程中，VCE達到飽和狀態VCE(on)。6）t6時間段：
關斷過程的開始。VGG下降到VGE,Io的過程。此過程中，VCC和IC均沒有變化。7）t7時間段：
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（式8）
8）t8時間段：
MOSFET部分IC下降完成的過程。在此過程中，VGE降至開啟電壓，器件的MOSFET部分關斷。IC的下降速率同樣可以通過RG來控制：
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（式9）
此外，由于寄生電壓VLS = LS*dIC/dt而引起了VCE的電壓尖峰。9）t9時間段：
BJT部分的拖尾電流釋放過程。正是由于這一過程的存在，IGBT的開關性能才會遜色于MOSFET。根據上述感性開關特性，規格書中的感性開關時間和能量損耗定義如圖12，圖13所示：圖12、導通波形及參數定義
圖13、關斷波形及參數定義
導通延遲時間td(on)：從VG上升到10%開始到IC上升到10%為止的時間。導通上升時間tr：從IC上升到10%開始到IC上升到90%為止的時間。關斷延遲時間td(off)：根據封裝的不同，分為兩個定義：單管IGBT（Simple device）的td(off)的定義為：從VG下降到90%開始到IC下降到90%為止的時間；模塊IGBT（Co-pak）的td(off)的定義為：從VG下降到90%開始到VCE上升到10%為止的時間；導通延遲時間td(on)：從90%的IC下降到10%的IC所用的時間。導通能量損耗Eon：由IC上升到5%開始到VCE下降到5%為止這段時間內IC與VCE交疊區域所產生的能量損耗。關斷能量損耗Eoff：由VCE上升到5%開始到IC下降到5%為止這段時間內IC與VCE交疊區域所產生的能量損耗。3. 發射極內部電感Le
圖14、發射極內部電感 (SGH15N60RUFD)
IGBT的應用中，一般都會有大電流存在，其快速的電流變化率會在寄生電感上產生電壓降。對驅動電路而言，發射極的寄生電感產生的電壓降會直接影響到驅動電壓的水平，從而影響到開關速率。對于常規IGBT封裝形式，其典型發射極內部電感如下：
圖15、反偏安全工作區域 (IRGP20B120U-EP)
圖16、開關安全工作區域 (APT50GT120B2RDQ2G)
圖17、短路安全工作區域 (IKW40N120T2)
4. 安全工作區域SOA：
有別于MOSFET只有一個安全工作區域，IGBT的安全工作區域分為四個方面，分別是正偏安全工作區域（FBSOA），反偏安全工作區域（RBSOA），開關安全工作區域（SSOA）和短路安全工作區域（SCSOA）。1）FBSOA：
FBSOA（Forward Bias Safe Of Area）就是導通狀態下的IGBT允許的最大電流電壓工作范圍。FBSOA只會在規格書的曲線圖中給出。如圖18，其曲線的定義跟MOSFET的SOA曲線一樣，分為DC區域和脈沖區域。
圖18、FBSOA of IRGP20B120U-EP
2）RBSOA：
RBSOA（Reverse Bias Safe Of Area）定義的是在感性開關電路中，關斷時最大電感電流ILmax的值。ILmax的值一般與最大脈沖電流ICM的值相等，而額定電壓接近反向擊穿電壓。
圖19、RBSOA of IXGA20N120A3
圖20、RBSOA of IRGP20B120U-EP
值得注意的是，PT型和NPT型擁有不同的RBSOA的曲線。如圖18的PT型的梯形曲線與圖19的NPT型的矩形曲線有很大的不同，這表明NPT型在額定電壓下關斷箝位電感電流的能力強于PT 型。因此，PT 型I不適用于電感負載電路和馬達驅動等電路，而且短路持續時間TSC較短，一般不給出短路安全工作區。但隨著技術的不斷革新，目前市場已經有專門針對短路特性進行優化的PT型IGBT。3）SSOA：
近年來IGBT的長足發展，使得不同結構的IGBT在性能分界上越來越模糊。所以有些公司給出開SSOA(Switching Safe Of Area）)來取代FBSOA和RBSOA。SSOA是兼顧導通（FBSOA）和關斷（RBSOA）兩種狀態來考慮的。如圖21，其最大電流定義為ICM，最大電壓定義為反向擊穿電壓。
圖21、SSOA of APT50GT120B2RDQ2G
SSOA的后半段與RBSOA相同，都是矩形的，但是前半段有所不同。這事由于IGBT開啟時，往往是VCE還沒有降下來，IC就達到負載電流了。在有續流作用時還要考慮到二極管的最大反向恢復電流Irrm，使得負載電流達到IC+Irrm。因此前段導通過程也存在高壓大電流狀態。4）SCSOA：
抗短路能力是IGBT的重要特點之一，是是BJT和MOSFET 所無法比擬的。由于IGBT 的短路能力，使電力電子電路可承受各種工業環境條件下的短路狀態和異常嚴酷工作條件下而不致被損壞。
圖22、SCSOA of PT50GF60B2RD
SCSOA(Short Circuit Safe Of Area)在規格書中一般用指定條件下的短流ISC和短路時間tSC來表征。其定義為在指定的結溫（不高于最大結溫）和特定的電源電壓（不低于0.5VCES）下，當VGE 等于15V時，短路電流ISC不高于10倍額定電流IC，且在10μs的短路時間內不損壞。
圖23、短路特性測試電路
圖23為短路特性測試電路，原理很簡單，即在DUT承受高壓信號時，施加一個指定脈沖時間（一般為10μs）的柵極電壓使其導通，測試導通器件的最大短路電流ISC，并確認在測試完成之后器件是否完好。標準短路測試波形如圖24所示，ISC取電流波形的最高點。
圖24、短路特性測試波形
5. 不同電流下的可用頻率：
不同電流下的可用頻率，對設計人員來說是一個重要的應用參數。其曲線圖一般會在規格書的后面給出，但目前并不是所有的廠商都會給出這個曲線，很多時候需要自己計算。
圖25、Usable Frequency versus Current of APT50GT120B2RDQ2G
工作電壓600V；工作電流20A；工作頻率20kHz；占空比35%；柵極驅動電壓15V；柵極驅動電阻15Ω；結溫112℃；殼溫75℃。下面以APT50GT120B2RDQ2G為例，來計算是否能夠符合這一應用。這時必須考慮到尖峰電壓和電流的影響，APT50GT120B2RDQ2G額定電壓1200V，100℃時的額定電流為50A，在留有余量的情況下，還能滿足電流電壓的需求。2） 確認結溫112℃，IC為30A時VCE(on)用以計算導通損耗。
圖26、輸出特性曲線
從圖25的特性曲線中，讀取結溫125℃，IC為30A時的VCE(on)約為3.2V。由于APT50GT120B2RDQ2G是NPT型的，所以結溫112℃時的VCE(on)應該小于等于結溫125℃時的3.2V。
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（式10）
可以得到Pcond = 30×3.2×0.35 = 33.6W3）根據規格書的數據以及總功率損耗Ptot的計算公式：
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（式11）
可以得到Ptot = (112-75) / 0.2 = 185W圖27、不同柵阻下的開關能量損耗曲線
如圖26曲線，可以讀取到柵極電阻15Ω時，Eon@25A為4000μJ，Eon@50A為8000μJ，則可以取Eon@30A為6000μJ。同理可得Eoff@30A為3250μJ。根據圖27，結溫112℃時的能量損耗約為結溫150℃時的80%。由于圖27是在VCE = 800V時測試得到的，所以最終可以計算得到的600V時的開關損耗為：Eon = (600 / 800) × (6000×0.8) = 3600μJEoff = (600 / 800) × (3250×0.8) = 1950μJ總的功率損耗Ptot由兩部分組成，一部分為導通損耗Pcond，另一部分則是在指定時間內的開關能量損耗，所以Ptot可以表示為如下公式：
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（式12）
則將這個指定時間ts取倒之后，就可以得到最大頻率的fmax計算公式：
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（式13）
fmax = (185-33.6) / [(3600+1950) ×10-6]= 27279 Hz = 27 kHz > 20 kHz所以，APT50GT120B2RDQ2G能夠滿足之前的開關電源中硬開關的應用要求。
參考文獻
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[12] “IKW40N120T2”, Datasheet, Infineon.
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[14] “IXGA20N120A3”, Datasheet, IXYS.
